引言

目前在各种电气设备中应用的各式各样的开关电源,大多数都采用间接式DC/DC 变换电路。它具有隔离性能好,便于提供多路输出直流电源等优点。间接式DCPDC 变换电路通常又分为单端电路和双端电路。一般小容量的开关电源多采用单端正激式或单端反激式DC/DC 变换电路,其高频变压器铁芯中的磁通是单方向脉动的。单端间接式直流变换电路所存在的主要缺点是高频变压器铁芯中的磁通只工作在磁化曲线的第1 象限,一方面使铁芯不能得到充分利用,另一方面总需要解决磁通复位的问题。相比之下,双端间接式DC/DC 变换电路比较适用于中大容量的开关电源,其高频变压器铁芯的工作磁通在磁化曲线的第1、3 象限之间对称地交变,铁芯的利用率较高,也不必担心磁通的复位问题。而且对应于正负半周都可以向输出传递能量,加之高频变压器铁芯的磁通变化线性范围宽,有利于减小变压器的绕组匝数和铁芯体积,提高开关电源的功率密度和工作效率。因此研究开发完善、可靠的双正激DC/DC 变换拓扑方案一直为国内外有关研究和工程技术人员所关注。

基于上述考虑,我们在科研实践中,提出了一种新型双端正激式DC/DC 变换器的半桥拓扑方案,特别适合于整流器、逆变器等具有高压直流环节的电力电子系统,利用其现成的高压直流环节,为系统的控制、驱动和检测保护提供多路直流电源。与以往的双端正激式拓扑结构相比较,其特点是可以有效地避免上下两桥臂在高频PWM 开关过程中易于出现的直通短路问题,使开关电源的可靠性大为提高,而且其输入电压可以很高,输出直流电源容量大、组数多,尤其适用于中大功率电力电子系统。目前在国内外尚无有关同类拓扑的文献报道。

鉴于所有半桥拓扑结构的双端正激DC/DC 变换器,在直流输入电压高、高频变压器变比大的情况下,都存在磁通维持续流阶段的不理想方面,本文提出了一种独特的磁通维持续流控制方法。同时,为了解决开关电源的自启动问题,还给出了一种自举电路控制方案。

新型拓扑结构及工作原理

主电路采用了如图1 所示的拓扑结构。图中变压器原边采用半桥式双正激电路,主电路可直接利用高压直流环节供电。两原边绕组L1、L2 上下对称,极性相反,共用同一铁芯。这种结构可以有效地避免在高频PWM 开关作用下,由于MOS 管关断不及时所可能出现的上下桥臂直通现象。

图中右上回路代表着一系列带有中间抽头的副边绕组及高频整流滤波环节。它对副绕组两端产生的正2零2负三电平交变高频脉冲电压,通过两只快恢复二极管实现全波整流,然后进行L-C 滤波或直接电容滤波后稳压输出。另外,为了稳定输出电压和提高抗干扰能力,电路中还选择了其中一组副边为SG3525 芯片的PWM控制提供反馈电压。

以下将每个开关周期分为三个阶段来分析整个主电路部分的工作原理。首先要假设变压器原边电流的正方向是流入绕组同名端的。主电路中开关管M1 、M2 占空比变化范围是0～50 % ,且轮流导通。

1) 开关管M1 导通时,电容C1 的正向电压加在原边绕组L1 上。在此电压的激励下, 根据u =Ld i/d t , 可推导出

式中U=Ud/2,即输入侧直流电压的一半,L 为高频变压器的等效励磁电感。在电路工作达到稳态后,每周期开关管M1 刚导通时对应的励磁电流初始值I0 应为负值,并且励磁电流以斜率UPL (常值) 从负到正线性增加(这里要注意的是:流经L1 的电流是由其励磁电流和总负载电流合成的,因而L1 中

式中U=Ud/2,即输入侧直流电压的一半,L 为高频变压器的等效励磁电感。在电路工作达到稳态后,每周期开关管M1 刚导通时对应的励磁电流初始值I0 应为负值,并且励磁电流以斜率UPL (常值) 从负到正线性增加(这里要注意的是:流经L1 的电流是由其励磁电流和总负载电流合成的,因而L1 中电流的大小还取决于负载的轻重) ,同时各副边绕组两端感应生成正向电压脉冲。

2) 开关管M2 导通的情况与M1 类似,由于电容C2 端电压U = Ud/2 ,相对于L2 的同名端而言为反极性作用,其励磁电流的初始值I0 为正值,故此期间励磁电流是以斜率UPL 从正到负反向线性增加的,因而各副边绕组两端生成负极性电压脉冲。

3) 当M1 、M2 都不导通时,需要主磁通励磁电流保持在最大值I0 不变,使各绕组磁通维持常值,根据法拉第电磁感应定律u = - dψ/d t ,主电路原边绕组及各副边绕组的端电压在此期间内均保持为零,从而使变压器副边电压为三电平PWM 脉冲波形,进而保证输出直流电压具有可控性。

从上面的分析我们不难看出主电路高频变压器的励磁磁势是依照规律线性增加(从负到正) ==维持恒定(在励磁续流回路中)==线性减小(从正到负)而变化的,使得主磁通在第1、3 象限内对称交变,满足双端正激式控制的要求。

按照本拓扑结构的上述工作原理,为了实现输出直流电压的可控调节,应该做到两个方面,其一是主电路中开关管M1 、M2 的PWM 占空比都能在0～50 %范围内连续变化;其二,在每个开关周期当中,除两只开关管按一定的PWM 占空比轮流导通的时间之外,还有一段时间二者均不导通,此期间需要保持励磁电流不变,使得输出感应电压为零。此外,为了使高频变压器铁芯的主磁通在第1、3 象限内的对称交变有更宽的变化范围,从而有利于减少绕组匝数,充分利用铁芯和减小变压器体积,应设法使励磁磁势在两开关管均不导通期间维持在正向或负向最大值不变。这就要求在L1 和L2 两原边绕组均不导通的情况下,由其它副边绕组提供励磁续流磁势,然而通过计算机仿真和实验研究的结果都表明,在直流侧电压较高而变压器原、副边变比较大的情况下,仅仅依靠类似于L4 所在的副边整流回路提供励磁续流,其波形是很差的,远不能达到理想的三电平PWM控制效果。