小功率电源 EMI 整改

时间:2019-02-22 08:53来源:21Dianyuan

摘要:EMI对任何一个电源产品来讲,都算得上是难点和痛点,难在它捉摸不透,痛在它无法逃避。本帖将结合自身经验提供一些解决问题方法,不强调理论与实践严格的对号入座。

* 本文为 21Dianyuan 社区 第十期 DIY实战经验 · 原创技术分享赛 参赛作品,作者 rj44444,感谢作者的辛苦付出。
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遇到传导测试超标问题,第一步要做的通常是定位噪声分量主要是差模还是共模,通常的测试设备可以用来区分差共模分量。个人觉得太麻烦,且测试出来的是相对值,并不一定可以具备指导意义。最简单的办法是,在输入端口并联一个 X 电容,几十 nF 到几百 nF,如果所关心的频段测试通过了,就说明噪声的干扰主要是差模干扰,或者更准确地说,通过压低差模分量,就能够搞定问题。

至于差模分量改怎么压下来,无非两种方案,一是加强差模滤波二是源头上降低差模噪声,下面针对典型的设计来分析解决方案。
 
一、加强差模滤波
下图是小功率无 PFC 反激电源典型应用下的部分原理图,其中第三个框内所示的器件是差模噪声的源头:
 
① 流过变压器的电流  
② 流过 RCD 吸收回路的电流,对于一般设计,漏感通常控制得比较小,前者是差模电流主要贡献者。
 
 

第一个框和第二个框都起到了差模滤波的作用:
第一个框利用 X 电容和共模电感的差模分量来做差模滤波;
第二个框则利用差模电感和两个储能电解电容作π型滤波。
 
典型应用下,两种一般不会同时出现,即典型应用通常有如下两种:
 
 
 
1. 应用一
第一种应用下,一部分差模电流被储能电容吸收后,其余分量全部依赖共模电感 Lcm 和 X 电容 Cx 滤除,这种设计通常应用于要求传导 EMI 接地测试的场合,Lcm 感量比较大,对应的差模分量也比较大。
 
从滤波角度压低差模分量的措施有三种:
① 降低储能电容 C1的 ESR 和 ESL
这种措施降低储能电容 C1 的 ESR 和 ESL,受制于电解电容本身特性,发挥空间不大;
 
② 加大 X 电容 Cx 容量
这种措施加大 X 电容 Cx 容量,受制于空间尺寸、待机功耗(更大的 X 电容需要更小的放电电阻)等;

③ 加大差模电感 Lcm 的差模分量。
这种措施加大差模电感 Lcm 的差模分量发挥空间相对大。
 
我们可以通过同时增加共模感量(使用磁导率更高的磁环、使用尺寸更大的磁环以及增加绕组匝数)的方式来增加差模分量,也可以通过适当降低共模感量的方式来提升差模感量。
 
简单的办法对于环形的共模电感,可以在两个绕组中间插入一块矽钢片,为磁环提供一个产生差模磁通的通路。这种方案不会增加尺寸,也几乎不增加成本,缺点是会牺牲一定的共模感量,但通常应用下,共模感量的余量是比较充裕的。
 
2. 应用二
第二种应用下,差模电流依赖储能电容和差模电感。总体来讲,这种设计对于差模分量的滤波能力是很强的,因为差模电感可以使用廉价的工字电感,成本也比较低廉。
 
这种设计主要问题有两个
① 电解电容 ESR 的特性会导致低温和常温下差模滤波效果不佳,而高温或老化一段时间后裕量会变得充足;
② 这种设计增加了 C1 的浪涌电流压力,也增加了 C2 的纹波电流压力。
 
一方面,由于用于储能的电解电容容量被分配到差模电感两端,当浪涌测试时,绝大多数浪涌电流都被 C1 吸收,导致 C1 失效概率增加;
 
另一方面,绝大多数高频分量的纹波电流都被 C2 吸收,导致正常工作下 C2 温升会显著高于 C1,C2 寿命受到影响。

尽管存在上述问题,但利用储能电容构成 π 型滤波的方式由于差模滤波效果好,无需 X 电容,成本低,仍然广泛应用在小功率电源产品中。
 
解决上述问题的另一种方法是将 C2 换成低容量的耐纹波电流能力强的薄膜电容,这样可以在不降低差模滤波能力的前提下,使用大容量的 C1 增强浪涌电流耐受能力。
 
以上的措施,全部是从滤波的角度来压低差模分量,除此之外,从噪声源头想想办法,也是可以的。

对于反激电源,差模分量主要来自于开关频率的纹波电流,对于 CCM 的方案,可以适当增加感量,或者适当提升频率来增加 CCM 深度达到降低纹波电流的目的。

另外,从测试角度,我们则可以通过降频来避开第一个进入传导测试频段的基波/二次谐波/三次谐波等。
 
常用的电源控制 IC 通常考虑到了这一点,通过设计使工作频率在 65KHz(即考虑误差后的二次谐波仍不会进入传导测试频段)或者 130KHZ(即考虑误差后的开关频率不会进入传导测试频段)。
 
二、传导共模噪声

传导共模噪声个人总结通常有几种路径:
① 开关动点高的 dv/dt 直接耦合到输入 L/N 线
② 开关动点高的 dv/dt 从原边侧与地平面产生耦合
③ 开关动点高的 dv/dt 通过变压器耦合到副边,进而从副边输出耦合到地平面
④ 开关回路高的 di/dt 产生磁场,耦合到输入 L/N 线
* 以上的地平面指的是大地;前三种均为电场耦合,传递路径是寄生电容;第四种为磁场耦合。
 
1. 开关动点高的 dv/dt 直接耦合到输入 L/N 线
这种路径通常通过布局走线就能够略知一二。
 
高 dv/dt 的器件和线路集中在原边开关管和变压器,最典型的情况是原边开关管或者变压器靠近输入 L/N 线,这种情况造成的问题,只能通过减小耦合电容,拉远动点和输入线的距离,采用电场屏蔽措施等方法来解决
 
实际应用中最常见的方法是
将输入电解电容 (外壳接原边地) 或接原边静点的散热片置于原边开关管和输入 L/N 之间,将变压器的磁芯接原边静点 (磁芯为原边的情况)。

另一个反面的案例是绝大多数灌胶的应用中,由于胶的介电常数通常为空气的数倍,灌胶后的共模传导会全面恶化。
 
2. 开关动点高的 dv/dt 从原边侧与地平面产生耦合
这种路径和第一条情况有相似之处,只是耦合回路是大地而不是输入 L/N 线。
 
因此,第二条干扰源通常有比较大的面积,比如插件 TO220 的 MOSFET(散热器为漏极动点)、悬浮的变压器磁芯以及动点的大面积铺铜(对于依赖漏极散热的硅 MOS,大面积铺铜需要特别注意)。
 
在实际应用中,同一个措施可能对第一条和第二条同时有效,例如原边 MOSFET 增加接静点的散热器,变压器磁芯接原边静点等。
 
3. 开关动点高的 dv/dt 通过变压器耦合到副边,进而从副边输出耦合到地平面
第三条情况相对复杂的一条,也是工程应用中大有可为的一条,即开关动点高的 dv/dt 通过变压器耦合到副边,进而从副边输出耦合到地平面 (或者从原边耦合到地平面)。

下面重点分析第三条的机理和解决措施。
 
 
 
上图不同颜色示意出了变压器原边动点对副边静点的等效电容 Cps,副边动点对原边静点的等效电容 Csp,原副边跨接电容 Cy 以及副边对大地的寄生电容 Ce(原边对大地的寄生电容没有画出来),同时示意出了流过这些电容上的电流。

常规的输出同步整流底边工作时,从变压器相位可以看出,原副边的动点是反相位的。这意味着图中的 Ips 和 Isp 极性相反,也就是说流过变压器的原副边电流是叠加的。叠加后的电流一部分通过 Y 电容在原副边形成环路,另一部分则通过寄生电容流向了大地,这部分流向大地的高频电流也就是传导共模来源之一,大多数情况下是主要贡献者。
 
总结
很显然,减小共模电流 Ie 有两个途径:
① 减小变压器原副边共模电流;
② 增大跨接 Y 电容,减小寄生电容的分流。

第一条途径说白了就是要整改变压器,整改的手段可能很多工程师都用过,只是没有和机理一一对应;第二条途径想必大多数工程师曾亲测有效,有效频段甚至是整个 CE 测试频段和 RE 测试低频段。
 
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