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小功率电源 EMI 整改

时间：2019-02-22 08:53来源：21Dianyuan

摘要：EMI对任何一个电源产品来讲，都算得上是难点和痛点，难在它捉摸不透，痛在它无法逃避。本帖将结合自身经验提供一些解决问题方法，不强调理论与实践严格的对号入座。

* 本文为 21Dianyuan 社区 「第十期 DIY实战经验 · 原创技术分享赛」 参赛作品，作者 rj44444，感谢作者的辛苦付出。
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遇到传导测试超标问题，第一步要做的通常是定位噪声分量主要是差模还是共模，通常的测试设备可以用来区分差共模分量。个人觉得太麻烦，且测试出来的是相对值，并不一定可以具备指导意义。最简单的办法是，在输入端口并联一个 X 电容，几十 nF 到几百 nF，如果所关心的频段测试通过了，就说明噪声的干扰主要是差模干扰，或者更准确地说，通过压低差模分量，就能够搞定问题。

至于差模分量改怎么压下来，无非两种方案，一是加强差模滤波，二是源头上降低差模噪声，下面针对典型的设计来分析解决方案。
 
一、加强差模滤波
下图是小功率无 PFC 反激电源典型应用下的部分原理图，其中第三个框内所示的器件是差模噪声的源头：
 
① 流过变压器的电流  
② 流过 RCD 吸收回路的电流，对于一般设计，漏感通常控制得比较小，前者是差模电流主要贡献者。
 
 

第一个框和第二个框都起到了差模滤波的作用：
第一个框利用 X 电容和共模电感的差模分量来做差模滤波；
第二个框则利用差模电感和两个储能电解电容作π型滤波。
 
典型应用下，两种一般不会同时出现，即典型应用通常有如下两种：
 
 
 
1. 应用一
第一种应用下，一部分差模电流被储能电容吸收后，其余分量全部依赖共模电感 Lcm 和 X 电容 Cx 滤除，这种设计通常应用于要求传导 EMI 接地测试的场合，Lcm 感量比较大，对应的差模分量也比较大。
 
从滤波角度压低差模分量的措施有三种：
① 降低储能电容 C1的 ESR 和 ESL
这种措施降低储能电容 C1 的 ESR 和 ESL，受制于电解电容本身特性，发挥空间不大；
 
② 加大 X 电容 Cx 容量
这种措施加大 X 电容 Cx 容量，受制于空间尺寸、待机功耗（更大的 X 电容需要更小的放电电阻）等；

③ 加大差模电感 Lcm 的差模分量。
这种措施加大差模电感 Lcm 的差模分量发挥空间相对大。
 
我们可以通过同时增加共模感量（使用磁导率更高的磁环、使用尺寸更大的磁环以及增加绕组匝数）的方式来增加差模分量，也可以通过适当降低共模感量的方式来提升差模感量。
 
简单的办法：对于环形的共模电感，可以在两个绕组中间插入一块矽钢片，为磁环提供一个产生差模磁通的通路。这种方案不会增加尺寸，也几乎不增加成本，缺点是会牺牲一定的共模感量，但通常应用下，共模感量的余量是比较充裕的。
 
2. 应用二
第二种应用下，差模电流依赖储能电容和差模电感。总体来讲，这种设计对于差模分量的滤波能力是很强的，因为差模电感可以使用廉价的工字电感，成本也比较低廉。
 
这种设计主要问题有两个：
① 电解电容 ESR 的特性会导致低温和常温下差模滤波效果不佳，而高温或老化一段时间后裕量会变得充足；
② 这种设计增加了 C1 的浪涌电流压力，也增加了 C2 的纹波电流压力。
 
一方面，由于用于储能的电解电容容量被分配到差模电感两端，当浪涌测试时，绝大多数浪涌电流都被 C1 吸收，导致 C1 失效概率增加；
 
另一方面，绝大多数高频分量的纹波电流都被 C2 吸收，导致正常工作下 C2 温升会显著高于 C1，C2 寿命受到影响。

尽管存在上述问题，但利用储能电容构成 π 型滤波的方式由于差模滤波效果好，无需 X 电容，成本低，仍然广泛应用在小功率电源产品中。
 
解决上述问题的另一种方法是将 C2 换成低容量的耐纹波电流能力强的薄膜电容，这样可以在不降低差模滤波能力的前提下，使用大容量的 C1 增强浪涌电流耐受能力。
 
以上的措施，全部是从滤波的角度来压低差模分量，除此之外，从噪声源头想想办法，也是可以的。

对于反激电源，差模分量主要来自于开关频率的纹波电流，对于 CCM 的方案，可以适当增加感量，或者适当提升频率来增加 CCM 深度达到降低纹波电流的目的。

另外，从测试角度，我们则可以通过降频来避开第一个进入传导测试频段的基波/二次谐波/三次谐波等。
 
常用的电源控制 IC 通常考虑到了这一点，通过设计使工作频率在 65KHz（即考虑误差后的二次谐波仍不会进入传导测试频段）或者 130KHZ（即考虑误差后的开关频率不会进入传导测试频段）。
 
二、传导共模噪声

传导共模噪声个人总结通常有几种路径：
① 开关动点高的 dv/dt 直接耦合到输入 L/N 线
② 开关动点高的 dv/dt 从原边侧与地平面产生耦合
③ 开关动点高的 dv/dt 通过变压器耦合到副边，进而从副边输出耦合到地平面
④ 开关回路高的 di/dt 产生磁场，耦合到输入 L/N 线
* 以上的地平面指的是大地；前三种均为电场耦合，传递路径是寄生电容；第四种为磁场耦合。
 
1. 开关动点高的 dv/dt 直接耦合到输入 L/N 线
这种路径通常通过布局走线就能够略知一二。
 
高 dv/dt 的器件和线路集中在原边开关管和变压器，最典型的情况是原边开关管或者变压器靠近输入 L/N 线，这种情况造成的问题，只能通过减小耦合电容，拉远动点和输入线的距离，采用电场屏蔽措施等方法来解决。
 
实际应用中最常见的方法是：
将输入电解电容 (外壳接原边地) 或接原边静点的散热片置于原边开关管和输入 L/N 之间，将变压器的磁芯接原边静点 (磁芯为原边的情况)。

另一个反面的案例是绝大多数灌胶的应用中，由于胶的介电常数通常为空气的数倍，灌胶后的共模传导会全面恶化。
 
2. 开关动点高的 dv/dt 从原边侧与地平面产生耦合
这种路径和第一条情况有相似之处，只是耦合回路是大地而不是输入 L/N 线。
 
因此，第二条干扰源通常有比较大的面积，比如插件 TO220 的 MOSFET（散热器为漏极动点）、悬浮的变压器磁芯以及动点的大面积铺铜（对于依赖漏极散热的硅 MOS，大面积铺铜需要特别注意）。
 
在实际应用中，同一个措施可能对第一条和第二条同时有效，例如原边 MOSFET 增加接静点的散热器，变压器磁芯接原边静点等。
 
3. 开关动点高的 dv/dt 通过变压器耦合到副边，进而从副边输出耦合到地平面
第三条情况相对复杂的一条，也是工程应用中大有可为的一条，即开关动点高的 dv/dt 通过变压器耦合到副边，进而从副边输出耦合到地平面 (或者从原边耦合到地平面)。

下面重点分析第三条的机理和解决措施。
 
 
 
上图不同颜色示意出了变压器原边动点对副边静点的等效电容 Cps，副边动点对原边静点的等效电容 Csp，原副边跨接电容 Cy 以及副边对大地的寄生电容 Ce（原边对大地的寄生电容没有画出来），同时示意出了流过这些电容上的电流。

常规的输出同步整流底边工作时，从变压器相位可以看出，原副边的动点是反相位的。这意味着图中的 Ips 和 Isp 极性相反，也就是说流过变压器的原副边电流是叠加的。叠加后的电流一部分通过 Y 电容在原副边形成环路，另一部分则通过寄生电容流向了大地，这部分流向大地的高频电流也就是传导共模来源之一，大多数情况下是主要贡献者。
 
总结
很显然，减小共模电流 Ie 有两个途径：
① 减小变压器原副边共模电流；
② 增大跨接 Y 电容，减小寄生电容的分流。

第一条途径说白了就是要整改变压器，整改的手段可能很多工程师都用过，只是没有和机理一一对应；第二条途径想必大多数工程师曾亲测有效，有效频段甚至是整个 CE 测试频段和 RE 测试低频段。
 
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