图3.栅极电阻引起的转换损耗的热图像。上方图像是在24 VIN、12 VOUT、10 A条件下获得的，所有栅极走线使用PCB走线电阻，导致顶部FET的峰值温度为52.1°C。下方图像是在相同条件下获得的，不过所有栅极走线使用10 Ω电阻。顶部FET温度升高至93.4°C，输出功率未增加。

 

在某些情况下，设计人员可能会选择或被要求使用一定量的死区时间。LTC7890和LTC7891具有三种死区时间控制模式，如表1所示。智能近零死区时间伺服模式以严格的时序控制适当的栅极，确保不会残留任何破坏性的能量水平。自适应栅极到栅极死区时间模式使用栅极本身存在的开尔文检测阈值，将死区时间稳定控制在默认的20 ns。RSET可编程死区时间模式使用相同的内部逻辑，但允许将默认的20 ns值在7 ns到60 ns范围内进行精密调整。如果使用另外两种配置中的任一种，则需要使用栅极信号将触发阈值设置为1 V，以验证时序是否按预设执行。
 

表1.DTC模式配置

选择死区时间时，需要权衡多个因素。为了尽可能降低损耗，应使用智能近零死区时间并依靠智能检测和伺服架构，以最高效率实现尽可能高的功率密度。了解如何设置并通过适当的测量验证死区时间已接近零之后，这通常是最佳选择。图4显示了在优化栅极电阻的情况下，近零死区时间的实际效果。没有可见的反向导通时间，并且没有使用并联肖特基二极管来保护GaN FET，避免了额外的损失。因此，电路效率达到最大，热应力降至最小。然而，如果设计规范要求比近零更长的某个有限量死区时间，则可使用自适应模式，它支持灵活设置任意值，以获得所需的舒适裕度。不过，这会导致GaN FET功率损耗增加，产生更多热量，如图5所示。造成这种额外要求的原因可能是管理层在工程上的保守策略，或者工程师不愿过度偏离传统的MOSFET设计规范。无论如何，LTC7890和LTC7891都为用户提供了充分的选择自由，以适应各种具体需求。当死区时间延长时，务必使用热成像设备，记录极端工作条件下FET的效率和峰值热点温度。此举是为了在预期的工作环境条件下，维持必要的热裕度。与栅极电阻一样，死区时间对FET承受的峰值热应力有直接而明显的影响。在12 V_OUT、10 A的测试条件下，使用优化的栅极电阻时，顶部FET的峰值温度为56.3°C。这意味着，相对于0 Ω PCB走线，温度上升了3°C，但考虑到瞬态期间不存在过压应力导致FET损坏，这样的温升是合理的。然而，当使用R_SET模式将死区时间增加到35 ns（无智能近零或自适应控制的控制器的常见值）时，在相同输出功率下，温度增加10°C以上，达到66.5°C，而且两个FET上都是如此（图6）。显然，在这方面采取保守策略的代价是效率降低和热量增加，进而压缩功耗预算。如果采用智能近零功能，等量的热损耗便可转化为数十瓦的额外输出功率。因此，在确定死区时间的舒适裕度时，究竟应优先遵循传统做法，还是优先考虑实证数据？这值得我们深思。
 

图4.智能近零死区时间控制转换，使用优化的栅极电阻。请注意，使能此模式主动控制死区时间时，开关节点上没有显示可见的反向导通区域。
 

图5.35 ns死区时间R_SET模式转换，使用优化的栅极电阻。死区时间控制精确，但开关波形中反映的反向导通周期在2 V时清晰可见，由此产生了相当大的损耗。

图6.死区时间模式导致的转换损耗的热图像。上方图像是在24 V_IN、12 V_OUT、10 A条件下获得的，使用智能近零死区时间模式和优化的栅极电阻，导致顶部FET的峰值温度为56.3°C。下方图像是在相同条件下获得的，不过使用R_SET模式，配置了35 ns（典型值）死区时间。两个FET的温度均升至66.5°C，输出功率未增加。

 

在宽带隙技术领先厂商的持续推动下，GaN技术正迅速发展，每一代产品的CG × RDS(ON)品质因数都有提升。虽然器件尺寸、电容和导通电阻会随着每次迭代而发生变化，但对运行状况进行可靠测量与验证的正确方法始终未变。为了确保设计稳健，并在极端工况下具有足够的安全裕度，在试验台上对原型进行运行验证仍然是不可替代的关键环节。如果设计方案符合数据手册的指导原则，布局布线严格参考了评估板方案，测量方法也依据本文提供的建议进行，那么“一次成功、无需返工”的可能性将大大提高。

 

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James R. Staley是ADI公司的高级产品应用工程经理。他毕业于北卡罗来纳州立大学，为Eta Kappa Nu荣誉学会会员，拥有纳米技术电子工程学士学位，已在半导体行业工作超过25年。他曾在凌力尔特公司和ADI公司担任应用工程、销售应用工程和系统工程等多个职位。他目前主要负责工业和精密仪器电源系统相关工作。James及其家人居住在北卡罗来纳州区罗利市。