网友互动：
天涯：
《精通开关电源》一书，关于电压取值的详解中曾提到：选取Vz/Vor=1.4,为最优比应该以原边能量损耗小给出的（page97），本质上是以MOSFET DS耐压为依据选取的过程，其中Vz是副边导通期间MOS Vds电压， Vor 反射电压，这种情况下，取得Vor值有一个小问题，不明白：
a. DCM或者DCM+CCM模式（轻载）时，当副边整流二极管关断后，mos Vds电压波形会是什么样的呢？
Vor > Vin_dcmin,这时会出现Vds 为负值的情况吗， mos体二极管钳位-0.7V?(这是在猜测)
另外，关于D取小于0.5的占空比，容易实现环路调整。反激可以看作是buck-boost变形对吧。
针对电压增益VO/VS 与原边MOS 导通占空比的关系可以看出大概在D=0.7左右，仍然是线性变化的过程，这个是不是也可以选取呢？

 
楼主：
a.轻载时，副边二极管关断后，D极电压震荡后回到你的输入电压*1.414。如果出现Vor反射电压大于最低输入电压整流后的，并且漏感和砸散电容谐振后的波谷低于0，这个时候必须加反向二极管，不至于电流反向流；但是常规我们设计的时候不会选择反射电压大于最低输入电压整流后的，偶尔会大于，但是已不能谐振波谷低于0或者接近0为好，不能倒流。
占空比大于0.5，会出现右半平面零点，需要加斜坡补偿的，这个资料网上一搜会很多，所以初学者不建议占空比D大于0.5。
反激是由buck-boost演变来的。
至于反射电压选取多少，我前面已经说过了，至于你的选取方法，我不做评价。每个人都有一套理论。
 
天涯：
之前看到很多选择Vor等于80~100V， 输入电压范围标注的是85ac~265ac, 这就很是疑惑，输入变成升高或者降低时Vor是否仍不变？
现在我理解选择Vor时：
a. 尽量控制占空比 D<0.5，此时Vor b. 根据所选的控制IC允许的占空比选择一个尽可能大的占空比，此时原边电流Ipk会小一些。
另外，楼主能否在详细讲解下B的取值问题？
B值得选取在0.3以下，以铁氧体来说，与磁芯形状，功率大小关系如何呢？
 
楼主：
反激电压电流波形，我手工画的，把图形贴出来：

 
seil：
DCM MOS关断的时候，为什么Vds会出现台阶了？就是红圈里面的台阶。

楼主：
简单的回复一下，如果最低输入电压是85Vac，那么直流电压我们一般是85*1.2，因为后面的电解因成本问题不会太大，一般*1.2，反射电压的取舍，一般以最大占空比和MOS管耐压兼顾选取，如果Vor>85*1.2了，并不一定会出现反向流，的看具体的情况主要还是漏感和砸散电容谐振的波谷会不会振到0以下，具体看实际情况。
B值的选取，已不大于0.3为宜，但是有的可以到0.4，也不能一概而论。   反正铁氧体一般到0.48就饱和了，而且在60度左右是个最低点，高于60度，会越来越严酷，一般夏天很热，而且加上本身的磁损热，可能铁氧体到了100或100多度，这个时候就危险了，所以我们一般选取别高于0.3，当然你的看我那个表格，最后面核算后的B值，不大于0.3。
B值和磁芯的形状以及功率基本无关系，这个B值先选取一个，到最后有一个核算，以核算后的B值为准，具体见我上几楼的附件。
对了Vor反射电压，一旦砸比确定了，Vor=Vout*n，是个定值，不会随你输入电压的高低而变化的。
 
Wowfarwel：
请教一个问题：如果先设置好了反射电压，那么最大占空比就已经定死了，那为何按《开关电源设计第三版》的设计方法，要先假设45%的最大占空比呢？


楼主：
我没读过这本书，我只能推测，占空比先假设45%，应该是这个占空比大部分选取反射电压后，都在这个值附近（宽输入电压范围例如85-264Vac）先假设也未尝不可，只是思维逆向，只要不影响计算，而且后面的计算是正确的，也是可以的。
 
天涯：
既然反激变压器最恶劣的条件是在最低输入电压，最大负载时，那么：
a. Kr取值的前提就该是最低输入电压条件对应的是吧?
b. 若非要任性使变换器轻载工作在DCM，重载工作在CCM，分界条件是不是选取Kr对应临界模式呢？
c. 若是变换器CCM+DCM工作，此时选取Kr值需要考虑哪些因数呢，换句话说，区分重载与轻载在变换器中需要考虑哪些因素呢？
d. Kr如下图描述，应该与楼主说的是一个参数吧？

 
楼主：
我们设计反激变压器的点是：最低输入电压，输出满载，所以这个时候选取Krp<1，就是工作在CCM模式下，随着负载慢慢减小，肯定会有一个点为Krp=1，这个点就是CRM模式了，即临界模式，负载在减小，就是DCM模式。
 
小白he小黑：
谢谢楼主，一般最大150W输出功率的反激变换器大概在多少时定义为重载与轻载的区分点呢？有没有特别的要求或者是需要考虑的因数，尤其是负载中有非线性负载存在时.这样我可以选取这个点为临界模式。
还有一个问题，因为是在最低输入电压条件下确定的临界模式，例如设备正常工作时，输入电压是Vin_dcmax，不会工作在低压范围或者仅在启动时，输入为低电压，这样变换器可能就会完全工作在DCM 模式，这种情况下，如何设定Kr呢？另外楼主你提到的一般CCM时Kr取0.6，这样对应的梯形波Ia_avg=0.43*Io, 而delta I / Ia_avg=0.86?(是不是我算错了)
 
Gy200812:
请解释一下为什么最苛刻的点时输入电压最低的时候？为什么苛刻呢？会影响什么？
 
楼主：
反激是从Boost演变而来，是升压，压差最大的时候是输入最低的时候，简单理解是这样。
 
Gy200812:
反激明明是从buck-boost演变来的。另外，为什么压差最大就苛刻，感觉没说到点上呀。苛刻在哪里？还有，输入最小的时候谁说压差大了，很多时候明明是输入小的时候压差小。
 
楼主：
我们说Boost，Buck-boost也好，原理是一个意思。
建议你翻看张占松的开关电源书籍，看看基础知识吧，论坛上我们是兼顾有一定基础的，希望理解。
这样吧，比如输出是5V 2A的电源，输出功率Po为5*2=10W，假设效率为0.8，那么输入功率Pi=10/0.8=12.5W，假设PF值为0.6，那么输入电流为12.5/0.6/输入电压，所以输入电压越低，输入电流越大，相应的MOS管开关的峰值电流会越高，当然和你的Krp等等参数的选取有关，我只是定性分析，峰值电流越大，变压器就越容易饱和，一旦变压器饱和就成了空心电感，是要“炸鸡”的，不知道这么讲你是否明白，在最低输入电压下最苛刻了。
 
Hwx-555:
MOS电流跟PF没关系吧？
 
楼主：
1分钱的关系也没有。
PF值低，是由于大约在90度角左右的时候，二极管才导通，电流波形严重畸变，和电压不同步，造成的PF值低，波形示意图如下。

Hwx-555:
“这样吧，比如输出是5V 2A的电源，输出功率Po为5*2=10W，假设效率为0.8，那么输入功率Pi=10/0.8=12.5W，假设PF值为0.6，那么输入电流为12.5/0.6/输入电压，所以输入电压越低，输入电流越大，相应的MOS管开关的峰值电流会越高，当然和你的Krp等等参数的选取有关，我只是定性分析，峰值电流越大，变压器就越容易饱和，一旦变压器饱和就成了空心电感，是要“炸鸡”的，不知道这么讲你是否明白，在最低输入电压下最苛刻了。”一口气读完以为你要表达这个意思。
 
Gy200812:
输入电压越低，峰值电流就越大吗？
我以为讨论反激的设计之前应该明确是准备工作在哪种模式，如果以定频DCM为例的话。只要输入功率确定，不管输入电压大小，那么原边电流Ipeak应该是定的，因为P=0.5*L*Ipeak²*fs. 可见，这种模式下Ipeak根本和输入电压没关系。所以不能用“输入电压越小，输入电流峰值越大”来解释吧。
 
Hwx-555:
输入电压越低，峰值电流越大是没错的。
 
Gy200812:
我说的是定频DCM模式下，这个模式下Ipeak不随Vin变化。你说的这个公式是定频CCM模式的，并且不是反激的，我推了一下，应该是buck在CCM模式下计算Ipeak的公式。
 
Hwx-555:
反激电源公式适用于DCM和CCM的Ipk=Pin/(Vdcmin*D)+ΔI/2
ΔI=K*(2*Pin)/(Vdcmin*D)
K=1时为DCM
K>1时为CCM
了解下其原理，再推导下你会明白的。
更正下，上面有误，K<1时为CCM
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